Презентация на тему: Лекция №1 1 Функциональные устройства на операционных усилителях

Лекция №1 1 Функциональные устройства на операционных усилителях
Линейные аналоговые вычислительные схемы на ОУ
Линейные аналоговые вычислительные схемы на ОУ
Линейные аналоговые вычислительные схемы на ОУ
Схемы линейного преобразования сигналов
Источники тока, управляемые напряжением
Источники тока, управляемые напряжением
Источники тока, управляемые напряжением
Источники тока для нагрузки, один из полюсов которой имеет постоянный потенциал, отличный от потенциала общей точки
Преобразователь отрицательного сопротивления
Активные электрические фильтры на ОУ
Фильтры нижних частот
Фильтры верхних частот
Полосовые фильтры
Избирательные (селективные) фильтры
Заграждающие (режекторные) фильтры
Реализация фильтров на операционных усилителях
Активный фильтр нижних частот второго порядка
Активный фильтр верхних частот
Активный полосовой фильтр
Активный заграждающий фильтр
Реализация активных фильтров на основе метода переменных состояния
Свойства фильтров, построенных на основе метода переменных состояния
Измерительные усилители на ОУ
Измерительные усилители
Схемы нелинейного преобразования сигналов на ОУ
Логарифмирующие преобразователи
Логарифмирующие преобразователи
Прецизионные выпрямители на ОУ
Прецизионные выпрямители на ОУ
Прецизионные выпрямители на ОУ
Генераторы сигналов на ОУ Релаксационные генераторы
Генераторы сигналов на ОУ Автоколебательный мультивибратор
Генераторы сигналов на ОУ Ждущий мультивибратор (одновибратор)
Генераторы сигналов на ОУ Генератор прямоугольного и треугольного напряжений
Генераторы синусоидальных колебаний Условия возбуждения
Генераторы синусоидальных колебаний
Функциональные генераторы на ОУ
Примеры применения операционных усилителей
Применение усилителей с нулевым и бесконечным входным сопротивлением
Схема четырехквадрантного аналогового перемножителя с использованием ОУ
В арианты схем токовых зеркал
Упрощенная схема операционного усилителя μ A741
Полная схема операционного усилителя μ A741
Симметричная схема операционного усилителя
Симметричная схема операционного усилителя с зеркалами Уилсона
Симметричная схема операционного усилителя с защитой от короткого замыкания по выходу
The end
1/48
Средняя оценка: 4.3/5 (всего оценок: 17)
Код скопирован в буфер обмена
Скачать (542 Кб)
1

Первый слайд презентации: Лекция №1 1 Функциональные устройства на операционных усилителях

Изображение слайда
2

Слайд 2: Линейные аналоговые вычислительные схемы на ОУ

2 U вых / R S = - ( U 1/ R 1 + U 2/ R 2 +... + Un / Rn ) Рис. 1. Схема инвертирующего сумматора Рис. 2. Схема инвертирующего интегратора

Изображение слайда
3

Слайд 3: Линейные аналоговые вычислительные схемы на ОУ

3 Рис. 3. Интегратор с цепью задания начальных условий Рис. 4. Частотная характеристика интегратора

Изображение слайда
4

Слайд 4: Линейные аналоговые вычислительные схемы на ОУ

4 Рис. 5. Схема дифференциатора Рис. 6. ЛАЧХ схемы дифференцирования на ОУ C ( dU вх/ dt ) + U вых/ R = 0, или U вых = – RC ( dU вх/ dt ). K(s) = -sRC, s=j ω, K (j ω ) = -j ω RC, | K | = ω RC

Изображение слайда
5

Слайд 5: Схемы линейного преобразования сигналов

5 I вх > I д = 0, Uд = 0 U вых = – RI вх. Рис. 7. Источник напряжения, управляемый током

Изображение слайда
6

Слайд 6: Источники тока, управляемые напряжением

6 Рис. 8. Источники тока с незаземленной нагрузкой (c нагрузкой в цепи обратной связи ) I 1 = I 2 = ( U 1 –U д )/ R 1, U д = –( U вых / K U), U 2= U д – U вых. R вых = – ( дU 2/ дI 2) = K U R 1.

Изображение слайда
7

Слайд 7: Источники тока, управляемые напряжением

7 ( U вых – U n)/ R 2 – U n/ R 3 = 0, ( U 1 – U p)/ R 2 + ( U 2 – U p)/ R 2 = 0, ( U вых – U 2)/ R 1 – ( U 2 – U p)/ R 2 – I 2 = 0. R 3 =( R 2)2/( R 1 + R 2), I 2= U 1/ ( R 1 ||R 2). Рис. 9. Источник тока, управляемый напряжением, для заземленной нагрузки

Изображение слайда
8

Слайд 8: Источники тока, управляемые напряжением

8 Рис. 10. Источник тока на ОУ в инвертирующем включении U4 = – U 3 = U 1 + ( R 2/ R 3) U 2. ( U 4 – U 2)/ R 1 – U 2/ R 3 – I 2 = 0. I 2 = U 1/ R >1 + U 2[( R 2 – R 3 – R 1)/ R 1 R 3], R 3 = R 2 – R 1.

Изображение слайда
9

Слайд 9: Источники тока для нагрузки, один из полюсов которой имеет постоянный потенциал, отличный от потенциала общей точки

9 Рис. 11. Источники тока с биполярными транзисторами I 2 =( U 1/ R 1 )[1 –(1/ B )]. I 2 =( U 1/ R 1). I2 = – ( U 1/ R 1)[(1 – (1/ B )],

Изображение слайда
10

Слайд 10: Преобразователь отрицательного сопротивления

10 Рис. 12. Схема преобразователя отрицательного сопротивления U вых = U 2 + I 2 R. I 1 = ( U 1 – U вых)/ R. U 1= U 2, I 2 = –I 1, U 1/ I 1 = – R 2. Рис. 13. Схема неинвертирующего интегратора

Изображение слайда
11

Слайд 11: Активные электрические фильтры на ОУ

11 Рис.14. Простейший фильтр нижних частот первого порядка Передаточная функция этого фильтра определяется выражением: W ( s ) = 1/(1+ sRC ). Заменив s на j ω, получим частотную характеристику фильтра. Для реализации общего подхода целесообразно нормировать комплексную переменную s. Положим S = s / ω c, где ω c – круговая частота среза фильтра. В частотной области этому соответствует j Ω =j ( ω / ω c ). Частота среза ω c фильтра на рис. 14 равна 1/ RC. Отсюда получим S=sRC и W ( S )=1/(1+ S ). Используя передаточную функцию для оценки зависимости амплитуды выходного сигнала от частоты, запишем | W ( j Ω )| 2 =1/(1+ Ω 2 ). При Ω >> 1, т.е. для случая, когда частота входного сигнала ω >> ω c, | W ( j Ω )| = 1/ Ω. Это соответствует снижению коэффициента передачи фильтра на 20 дБ на декаду.

Изображение слайда
12

Слайд 12: Фильтры нижних частот

12 Рис. 15. Амплитудно-частотные характеристики фильтров четвертого порядка: 1 – фильтр с критическим затуханием; 2 – фильтр Бесселя; 3 – фильтр Баттерворта; 4 – фильтр Чебышева с неравномерностью 3 дБ. Наиболее широко применяемые фильтры Бесселя, Баттерворта и Чебышева отличаются крутизной наклона АЧХ в начале полосы задерживания и колебательностью переходного процесса при ступенчатом воздействии. АЧХ фильтра Баттерворта имеет длинный горизонтальный участок и резко спадает за частотой среза. Переходная характеристика фильтра при ступенчатом входном сигнале имеет колебательный характер. С увеличением порядка фильтра колебания усиливаются. АЧХ фильтра Чебышева спадает более круто за частотой среза. Но в полосе пропускания она не монотонна, а имеет волнообразный характер с постоянной амплитудой. При заданном порядке фильтра более резкому спаду амплитудно-частотной характеристики за частотой среза соответствует бoльшая неравномерность в полосе пропускания. Колебания переходного процесса при ступенчатом входном воздействии сильнее, чем у фильтра Баттерворта. Фильтр Бесселя обладает оптимальной переходной характеристикой благодаря пропорциональности фазового сдвига выходного сигнала фильтра частоте входного сигнала. При равном порядке спад АЧХ фильтра Бесселя оказывается более пологим по сравнению с фильтрами Чебышева и Баттерворта.

Изображение слайда
13

Слайд 13: Фильтры верхних частот

13 Используя логарифмическое представление, можно перейти от нижних частот к верхним, зеркально отобразив амплитудно-частотную характеристику коэффициента передачи относительно частоты среза, т.е. заменив W на 1/W или S на 1/ S. При этом частота среза остается без изменения, а K 0 переходит в K беск. Из выражения lkz при этом получим Полосовые фильтры Аналогично, путем замены переменных, можно преобразовать АЧХ фильтра нижних частот в АЧХ полосового фильтра, для чего в передаточной функции ФНЧ необходимо произвести замену переменных: В результате такого преобразования АЧХ фильтра нижних частот в диапазоне 0 < W < 1 переходит в правую часть полосы пропускания полосового фильтра (1 < W < Wмакс). Левая часть полосы пропускания является зеркальным отображением в логарифмическом масштабе правой части относительно средней частоты полосового фильтра W = 1. При этом Wмин = 1/Wмакс.

Изображение слайда
14

Слайд 14: Полосовые фильтры

14 Рис. 16. Преобразование нижних частот в полосу частот Нормированная ширина полосы пропускания фильтра ΔΩ = Ω макс – Ω мин может выбираться произвольно. Из рисунка видно, что полосовой фильтр на частотах Ω макс и Ω мин обладает таким же коэффициентом передачи, что и ФНЧ при Ω =1. Если параметры ФНЧ нормированы относительно частоты среза, на которой его коэффициент передачи уменьшается на 3 дБ, ΔΩ также будет нормированной шириной полосы пропускания. Учитывая, что Ω макс * Ω мин =1, получим выражение для вычисления нормированных частот среза полосового фильтра, на которых его коэффициент передачи уменьшается на 3 дБ:

Изображение слайда
15

Слайд 15: Избирательные (селективные) фильтры

15 Избирательные фильтры предназначены для выделения из сложного сигнала монохромной составляющей и являются узкополосными полосовыми фильтрами. Они имеют АЧХ, подобные амплитудно-частотным характеристикам колебательных LC-контуров. Характерным для этих фильтров является пик АЧХ в области резонансной частоты f р. Характеристикой избирательности фильтра является добротность Q, определяемая как отношение резонансной частоты к полосе пропускания: Q = f p /( f макс – f мин ) = 1/( Ω макс – Ω мин ) = 1/ ΔΩ. Подставив выражение для добротности в последнее соотношение, получим передаточную функцию полосового фильтра: Простейший полосовой фильтр можно получить, применив преобразование к передаточной функции ФНЧ первого порядка: Это выражение дает возможность определить основные параметры полосового фильтра второго порядка непосредственно из его передаточной функции

Изображение слайда
16

Слайд 16: Заграждающие (режекторные) фильтры

16 Для выборочного подавления составляющих определенных частот необходим фильтр, коэффициент передачи которого на резонансной частоте равен нулю, а для нижних и верхних частот имеет постоянное значение. Такой фильтр называется заграждающим. Для оценки избирательности используется понятие добротности подавления сигнала Q = f р / Δ f, где Δ f – полоса частот, на краях которой коэффициент передачи падает на 3 дБ. Чем больше добротность фильтра, тем быстрее возрастает коэффициент передачи при удалении от резонансной частоты. Передаточную функцию заграждающего фильтра можно получить из передаточной функции ФНЧ с помощью преобразования в частотной области заменой: Здесь Δ Ω = 1/ Q, как и ранее, нормированная полоса частот. В результате такого преобразования АЧХ фильтра нижних частот из области 0 < Ω < 1 переходит в область пропускаемых частот 0 < Ω < Ω 1 заграждающего фильтра. Кроме того, она зеркально отображается в логарифмическом масштабе относительно резонансной частоты. Для резонансной частоты Ω = 1 значение передаточной функции равно нулю. Как и в случае полосовых фильтров, при преобразовании порядок фильтра удваивается. Применив преобразование к передаточной функции ФНЧ первого порядка, получим передаточную функцию заграждающего фильтра : Подставив j Ω вместо S, получим частотную характеристику заграждающего фильтра.

Изображение слайда
17

Слайд 17: Реализация фильтров на операционных усилителях

17 Рис.17. Активный фильтр нижних частот второго порядка С ростом порядка фильтра его фильтрующие свойства улучшаются. На одном ОУ достаточно просто реализуется фильтр второго порядка. Для реализации фильтров нижних частот, высших частот и полосовых фильтров широкое применение нашла схема фильтра второго порядка Саллена-Ки. Отрицательная обратная связь, сформированная с помощью делителя напряжения R 3, ( α – 1) R 3, обеспечивает коэффициент усиления, равный α. Положительная обратная связь обусловлена наличием конденсатора С 2. Передаточная функция фильтра имеет вид: Фильтр нижних частот

Изображение слайда
18

Слайд 18: Активный фильтр нижних частот второго порядка

18 Расчет схемы существенно упрощается, если с самого начала задать некоторые дополнительные условия. Можно выбрать коэффициент усиления a = 1. Тогда (a – 1) R 3 = 0, и резистивный делитель напряжения в цепи отрицательной обратной связи можно исключить. ОУ оказывается включенным по схеме неинвертирующего повторителя. В простейшем случае он может быть даже заменен эмиттерным повторителем на составном транзисторе. При a = 1 передаточная функция фильтра принимает вид: Считая, что емкости конденсаторов С 1 и С 2 выбраны, получим для заданных значений а 1 и b 1 (см. (13)): K 0 = 1,

Изображение слайда
19

Слайд 19: Активный фильтр верхних частот

19 Рис. 18. Активный фильтр верхних частот второго порядка Поменяв местами сопротивления и конденсаторы, получим фильтр верхних частот : Приняв для упрощения расчетов α =1 и С 1= С 2= С, получим: K беск =1, R 1 =2/ ω c Ca 1, R 2 = a 1/2 ω c Cb 1. Если АЧХ фильтра второго порядка оказывается недостаточно крутой, следует применять фильтр более высокого порядка. Для этого последовательно соединяют звенья, представляющие собой фильтры первого и второго порядка. АЧХ звеньев фильтра перемножаются (в логарифмическом масштабе – складываются). Однако последовательное соединение, например, двух фильтров Баттерворта второго порядка не приведет к получению фильтра Баттерворта четвертого порядка. Результирующий фильтр будет иметь другую частоту среза и другую частотную характеристику. Поэтому необходимо задавать такие коэффициенты звеньев, чтобы результат перемножения их частотных характеристик соответствовал желаемому типу фильтра.

Изображение слайда
20

Слайд 20: Активный полосовой фильтр

20 Полосовой фильтр второго порядка можно реализовать на основе схемы Саллена-Ки: Рис. 19. Схема полосового фильтра второго порядка Передаточная функция фильтра: Приравнивая коэффициенты этого выражения к коэффициентам передаточной функции полосового фильтра, получим формулы для расчета параметров фильтра: f p = 1/2 π RC ; K p = a /(3 – a ); Q = 1/(3 – a ). Недостаток схемы – коэффициент усиления на резонансной частоте K p и добротность Q не являются независимыми друг от друга. Достоинство схемы – ее добротность изменяется в зависимости от a, тогда как резонансная частота от коэффициента a не зависит.

Изображение слайда
21

Слайд 21: Активный заграждающий фильтр

21 Рис. 20. Активный заграждающий фильтр с двойным Т-образным мостом Активный заграждающий фильтр может быть реализован на основе двойного Т-образного моста. Двойной Т-образный мост сам по себе является заграждающим фильтром, но его добротность составляет только 0,25. Ее можно повысить, включив мост в цепь обратной связи ОУ. Для сигналов высоких и низких частот выходное напряжение фильтра равно α U вх, а на резонансной частоте оно равняется нулю. , т. к. ω р = 1/ RC : Задав коэффициент усиления неинвертирующего усилителя равным 1, получим Q = 0,5. При увеличении коэффициента усиления добротность растет и стремится к бесконечности, если α стремится к 2.

Изображение слайда
22

Слайд 22: Реализация активных фильтров на основе метода переменных состояния

22 Рис. 21. Схема фильтра второго порядка Полосовой фильтр: Фильтр нижних частот: Фильтр верхних частот: Заграждающий фильтр: U 2 = – U вых / S и U вых = – U 1 / S S = sR f C Q=R 1 /R Q, K 0 =R 1 /R K

Изображение слайда
23

Слайд 23: Свойства фильтров, построенных на основе метода переменных состояния

23 В схемах фильтров, рассмотренных выше, используется минимальное число элементов (один операционный усилитель на два полюса передаточной функции). Эти схемы чувствительны к изменениям параметров элементов и не пригодны для построения универсальных программируемых фильтров. В составе ИМС-фильтров используются схемы, построенные на основе метода переменных состояния, в которых реализуется решение дифференциальных уравнений, описывающих процессы в фильтрах. Эти схемы широко применяются благодаря повышенной устойчивости и простоты регулировки их параметров (без взаимного влияния). В зависимости от того, к какой точке схемы подключен выход, она может служить полосовым фильтром, фильтром нижних частот, фильтром верхних частот и заграждающим фильтром. Подобные фильтры выпускаются в виде ИМС. Они имеют перестраиваемую частоту среза до нескольких сотен килогерц, порядок вплоть до восьмого и зачастую программируемый тип фильтра. Недостатком схем является необходимость в большом количестве внешних высокоточных элементов. От этого недостатка свободны фильтры на коммутируемых конденсаторах.

Изображение слайда
24

Слайд 24: Измерительные усилители на ОУ

24 Рис. 22. Схема простейшего измерительного усилителя на одном ОУ R 1 /R 2 =R 3 /R 4 К ОСС = К Д /( К СФ1 + К СФ2 ).

Изображение слайда
25

Слайд 25: Измерительные усилители

25 Рис. 23. Схема измерительного усилителя на трех ОУ К СФ2 = 1/КОСС ОУ3 R 2 = R 3 ; R 4 = R 5 = R 6 = R 7

Изображение слайда
26

Слайд 26: Схемы нелинейного преобразования сигналов на ОУ

26 Часто возникает необходимость сформировать такое напряжение U 2, которое было бы нелинейной функцией напряжения U 1, например, U 2= U a log( U 1 / U b ) или U 2 =| U 1 |. Для реализации таких зависимостей существует три возможных способа: можно применять либо физические эффекты, которые позволяют реализовать заданные зависимости, либо аппроксимировать их полиномиальными или степенными рядами. Логарифмирующие преобразователи Рис. 24. Основная схема логарифмирующего преобразователя Недостатки схемы – большие отклонения от логарифмической зависимости и дрейф выходного напряжения при изменениях температуры. ; ; ;

Изображение слайда
27

Слайд 27: Логарифмирующие преобразователи

27 Рис. 25. Схемы логарифмирования с транзистором Лучшие характеристики имеют логарифмирующие преобразователи на биполярных транзисторах. При этом возможно два вида включения транзистора – с заземленной базой (рис. 25 а ) и диодное (рис. 25 б ). Поскольку I K0 транзистора существенно меньше, чем I 0 диода, динамический диапазон схемы на рис. 25 а достигает 7 декад. Схема на рис. 25 б менее точна (динамический диапазон до 4 декад), т. к. здесь ток коллектора отличается от входного тока схемы на величину тока базы. Но эта схема менее склонна к самовозбуждению и имеет более высокое быстродействие.

Изображение слайда
28

Слайд 28: Логарифмирующие преобразователи

28 Экспоненциальные преобразователи Рис. 26. Схема скорректированного логарифмирующего преобразователя Рис. 27. Схема экспоненциального преобразователя при

Изображение слайда
29

Слайд 29: Прецизионные выпрямители на ОУ

29 Рис. 28. Схемы однополупериодных выпрямителей

Изображение слайда
30

Слайд 30: Прецизионные выпрямители на ОУ

30 Рис. 29. Двухполупериодный выпрямитель с незаземленной нагрузкой Рис. 30. Двухполупериодный выпрямитель с заземленным диодом

Изображение слайда
31

Слайд 31: Прецизионные выпрямители на ОУ

31 Рис. 31. Схема двухполупериодного выпрямителя с работой ОУ в линейном режиме U вых = –( U вх + 2 U 1 ); Достоинства схемы: равное входное сопротивление для разных полярностей входного сигнала; отсутствие синфазного напряжения на входах усилителей. Недостаток – необходимость согласования большего количества резисторов.

Изображение слайда
32

Слайд 32: Генераторы сигналов на ОУ Релаксационные генераторы

32 Рис. 32. Триггер Шмитта неинвертирующий (а) и инвертирующий (б )

Изображение слайда
33

Слайд 33: Генераторы сигналов на ОУ Автоколебательный мультивибратор

33 Рис. 33. Схема мультивибратора ( а ) и временнaя диаграмма его работы ( б ) t 1 = RC ln(1 + 2 R 1 / R 2 ); T = 2 t 1 = 2 RC ln(1 + 2 R 1 / R 2 ).

Изображение слайда
34

Слайд 34: Генераторы сигналов на ОУ Ждущий мультивибратор (одновибратор)

34 Рис. 34. Схема одновибратора ( а ) и временнaя диаграмма его работы ( б ) U c ( t ) = U M – ( U M + U Д )e – t / RC, t 1 = RC ln[ ( 1 + R 1 / R 2 )( 1 + U Д / U М ) ].

Изображение слайда
35

Слайд 35: Генераторы сигналов на ОУ Генератор прямоугольного и треугольного напряжений

35 Рис. 35. Схема генератора прямоугольных и треугольных колебаний

Изображение слайда
36

Слайд 36: Генераторы синусоидальных колебаний Условия возбуждения

36 Рис. 36. Блок-схема электронного генератора Условием генерации стационарных колебаний замкнутой схемой является равенство выходного напряжения схемы обратной связи и входного напряжения усилителя: Коэффициент петлевого усиления должен, таким образом, равняться β К U = 1. Из последнего комплексного соотношения вытекают два вещественных – условие баланса амплитуд и условие баланса фаз : | β || К U | = 1; φ + ψ =0, 2* π,....

Изображение слайда
37

Слайд 37: Генераторы синусоидальных колебаний

37 Рис. 37. RC-генератор синусоидальных колебаний В качестве звена ОС использован полосовой RC- фильтр, частотные характеристики которого приведены на рис. 37 б. Фазовый сдвиг на средней частоте ψ (1)=0. Коэффициент усиления полосового фильтра на средней частоте | β (1)|=1/3. Для выполнения условия баланса амплитуд ОУ по неинвертирующему входу должен иметь коэффициент усиления К =3. Поэтому R 1 =2 R 2. Цепь, подключенная к ОУ (полосовой фильтр и делитель R 1 R 2), называется мостом Вина-Робинсона. Частота незатухающих колебаний в схеме f = 1/2p RC.

Изображение слайда
38

Слайд 38: Функциональные генераторы на ОУ

38 Рис 38. Блок-схема функционального генератора Сложность обеспечения высокой стабильности амплитуды колебаний при минимальных искажениях синусоиды усложняет построение генераторов и управление ими. Лучшие результаты, особенно на низких и инфранизких частотах, дает применение так называемых функциональных генераторов. Блок формирования синусоидального сигнала представляет собой нелинейный функциональный преобразователь, например, на основе аналогового перемножителя. Если частота генератора постоянна, в качестве блока формирования синусоидального сигнала можно использовать фильтр нижних частот высокого порядка с полосой пропускания несколько выше частоты требуемого синусоидального сигнала.

Изображение слайда
39

Слайд 39: Примеры применения операционных усилителей

39 Повторитель Интегратор Дифференциатор Сумматор Ограничитель

Изображение слайда
40

Слайд 40: Применение усилителей с нулевым и бесконечным входным сопротивлением

40

Изображение слайда
41

Слайд 41: Схема четырехквадрантного аналогового перемножителя с использованием ОУ

41

Изображение слайда
42

Слайд 42: В арианты схем токовых зеркал

42 а б в а – простейшее токовое зеркало (выходной ток недостаточно точно повторяет входной и зависит от потенциала коллектора выходного транзистора VT2 ); б – вариант с улучшенными характеристиками (выходной ток практически совпадает с входным, но также зависит от потенциала коллектора выходного транзистора VT2 ); в – схема Уилсона (выходной ток с высокой точностью совпадает с входным и практически не зависит от потенциала коллектора выходного транзистора VT3 ).

Изображение слайда
43

Слайд 43: Упрощенная схема операционного усилителя μ A741

43

Изображение слайда
44

Слайд 44: Полная схема операционного усилителя μ A741

44

Изображение слайда
45

Слайд 45: Симметричная схема операционного усилителя

45

Изображение слайда
46

Слайд 46: Симметричная схема операционного усилителя с зеркалами Уилсона

46

Изображение слайда
47

Слайд 47: Симметричная схема операционного усилителя с защитой от короткого замыкания по выходу

47

Изображение слайда
48

Последний слайд презентации: Лекция №1 1 Функциональные устройства на операционных усилителях: The end

48

Изображение слайда